采用N溝道增強型場效應管實現(xiàn)大功率直流電機驅(qū)動控制系統(tǒng)

1 引言
長期以來，直流電機以其良好的線性特性、優(yōu)異的控制性能等特點成為大多數(shù)變速運動控制和閉環(huán)位置伺服控制系統(tǒng)的最佳選擇。特別隨著計算機在控制領域，高開關頻率、全控型第二代電力半導體器件（GTR、GTO、MOSFET、IGBT等）的發(fā)展，以及脈寬調(diào)制（PWM）直流調(diào)速技術的應用，直流電機得到廣泛應用。為適應小型直流電機的使用需求，各半導體廠商推出了直流電機控制專用集成電路，構成基于微處理器控制的直流電機伺服系統(tǒng)。但是，專用集成電路構成的直流電機驅(qū)動器的輸出功率有限，不適合大功率直流電機驅(qū)動需求。因此采用N溝道增強型場效應管構建H橋，實現(xiàn)大功率直流電機驅(qū)動控制。該驅(qū)動電路能夠滿足各種類型直流電機需求，并具有快速、精確、高效、低功耗等特點，可直接與微處理器接口，可應用PWM技術實現(xiàn)直流電機調(diào)速控制。
2 直流電機驅(qū)動控制電路總體結構
直流電機驅(qū)動控制電路分為光電隔離電路、電機驅(qū)動邏輯電路、驅(qū)動信號放大電路、電荷泵電路、H橋功率驅(qū)動電路等四部分，其電路框圖如圖1所示。

由圖可以看出，電機驅(qū)動控制電路的外圍接口簡單。其主要控制信號有電機運轉(zhuǎn)方向信號Dir電機調(diào)速信號PWM及電機制動信號Brake，Vcc為驅(qū)動邏輯電路部分提供電源，Vm為電機電源電壓，M+、M-為直流電機接口。
在大功率驅(qū)動系統(tǒng)中，將驅(qū)動回路與控制回路電氣隔離，減少驅(qū)動控制電路對外部控制電路的干擾。隔離后的控制信號經(jīng)電機驅(qū)動邏輯電路產(chǎn)生電機邏輯控制信號，分別控制H橋的上下臂。由于H橋由大功率N溝道增強型場效應管構成，不能由電機邏輯控制信號直接驅(qū)動，必須經(jīng)驅(qū)動信號放大電路和電荷泵電路對控制信號進行放大，然后驅(qū)動H橋功率驅(qū)動電路來驅(qū)動直流電機。
3 H橋功率驅(qū)動原理
直流電機驅(qū)動使用最廣泛的就是H型全橋式電路，這種驅(qū)動電路方便地實現(xiàn)直流電機的四象限運行，分別對應正轉(zhuǎn)、正轉(zhuǎn)制動、反轉(zhuǎn)、反轉(zhuǎn)制動。H橋功率驅(qū)動原理圖如圖2所示。
H型全橋式驅(qū)動電路的4只開關管都工作在斬波狀態(tài)。S1、S2為一組，S3、S4為一組，這兩組狀態(tài)互補，當一組導通時，另一組必須關斷。當S1、S2導通時，S3、S4關斷，電機兩端加正向電壓實現(xiàn)電機的正轉(zhuǎn)或反轉(zhuǎn)制動；當S3、S4導通時，S1、S2關斷，電機兩端為反向電壓，電機反轉(zhuǎn)或正轉(zhuǎn)制動。
實際控制中，需要不斷地使電機在四個象限之間切換，即在正轉(zhuǎn)和反轉(zhuǎn)之間切換，也就是在S1、S2導通且S3、S4關斷到S1、S2關斷且S3、S4導通這兩種狀態(tài)間轉(zhuǎn)換。這種情況理論上要求兩組控制信號完全互補，但是由于實際的開關器件都存在導通和關斷時間，絕對的互補控制邏輯會導致上下橋臂直通短路。為了避免直通短路且保證各個開關管動作的協(xié)同性和同步性，兩組控制信號理論上要求互為倒相，而實際必須相差一個足夠長的死區(qū)時間，這個校正過程既可通過硬件實現(xiàn)，即在上下橋臂的兩組控制信號之間增加延時，也可通過軟件實現(xiàn)。
圖2中4只開關管為續(xù)流二極管，可為線圈繞組提供續(xù)流回路。當電機正常運行時，驅(qū)動電流通過主開關管流過電機。當電機處于制動狀態(tài)時，電機工作在發(fā)電狀態(tài)，轉(zhuǎn)子電流必須通過續(xù)流二極管流通，否則電機就會發(fā)熱，嚴重時甚至燒毀。
4 直流電機驅(qū)動控制電路設計
由直流電機驅(qū)動控制電路框圖可以看出驅(qū)動控制電路結構簡單，主要由四部分電路構成，其中光電隔離電路較簡單，在此不再介紹，下面對直流電機驅(qū)動控制電路的其他部分進行詳細介紹。
4.1 H橋驅(qū)動電路設計
在直流電機控制中常用H橋電路作為驅(qū)動器的功率驅(qū)動電路。由于功率MOSFET是壓控元件，具有輸入阻抗大、開關速度快、無二次擊穿現(xiàn)象等特點，滿足高速開關動作需求，因此常用功率MOSFET構成H橋電路的橋臂。H橋電路中的4個功率MOSFET分別采用N溝道型和P溝道型，而P溝道功率MOSFET一般不用于下橋臂驅(qū)動電機，這樣就有兩種可行方案：一種是上下橋臂分別用2個P溝道功率MOSFET和2個N溝道功率MOSFET；另一種是上下橋臂均用N溝道功率MOSFET。
相對來說，利用2個N溝道功率MOSFET和2個P溝道功率MOSFET驅(qū)動電機的方案，控制電路簡單、成本低。但由于加工工藝的原因，P溝道功率MOSFET的性能要比N溝道功率MOSFET的差，且驅(qū)動電流小，多用于功率較小的驅(qū)動電路中。而N溝道功率MOSFET，一方面載流子的遷移率較高、頻率響應較好、跨導較大；另一方面能增大導通電流、減小導通電阻、降低成本，減小面積。綜合考慮系統(tǒng)功率、可靠性要求，以及N溝道功率MOSFET的優(yōu)點，本設計采用4個相同的N溝道功率MOSFET的H橋電路，具備較好的性能和較高的可靠性，并具有較大的驅(qū)動電流。其電路圖如圖3所示。圖中Vm為電機電源電壓，4個二極管為續(xù)流二極管，輸出端并聯(lián)一只小電容C6，用于降低感性元件電機產(chǎn)生的尖峰電壓。

4.2 電荷泵電路設計
電荷泵的基本原理是通過電容對電荷的積累效應而產(chǎn)生高壓，使電流由低電勢流向高電勢。最早的理想電荷泵模型是J.Dickson在1976年提出的，當時這種電路是為可擦寫EPROM提供所需電壓。后來J.Witters，Toru Tranzawa等人對J.Dickson的電荷泵模型進行改進，提出了比較精確的理論模型，并通過實驗加以證實提出了相關理論公式。隨著集成電路的不斷發(fā)展，基于低功耗、低成本的考慮，電荷泵在電路設計中的應用越來越廣泛。
簡單電荷泵原理電路圖如圖4所示。電容C1的A端通過二極管D1接Vcc，電容C1的B端接振幅Vin的方波。當B點電位為0時，D1導通，Vcc開始對電容C1充電，直到節(jié)點A的電位達到Vcc；當B點電位上升至高電平Vin時，因為電容兩端電壓不能突變，此時A點電位上升為Vcc+Vin。所以，A點的電壓就是一個方波，最大值是Vcc+Vin，最小值是Vcc（假設二極管為理想二極管）。A點的方波經(jīng)過簡單的整流濾波，可提供高于Vcc的電壓。

在驅(qū)動控制電路中，H橋由4個N溝道功率MOSFET組成。若要控制各個MOSFET，各MOSFET的門極電壓必須足夠高于柵極電壓。通常要使MOSFET完全可靠導通，其門極電壓一般在10 V以上，即VCS＞10 V。對于H橋下橋臂，直接施加10 V以上的電壓即可使其導通；而對于上橋臂的2個MOSFET，要使VGS＞10 V，就必須滿足VG＞Vm+10 V，即驅(qū)動電路必須能提供高于電源電壓的電壓，這就要求驅(qū)動電路中增設升壓電路，提供高于柵極10 V的電壓?？紤]到VGS有上限要求，一般MOSFET導通時VGS為10 V～15 V，也就是控制門極電壓隨柵極電壓的變化而變化，即為浮動柵驅(qū)動。因此在驅(qū)動控制電路中設計電荷泵電路，用于提供高于Vm的電壓Vh，驅(qū)動功率管的導通。其電路原理圖如圖5所示。
電路中A部分是方波發(fā)生電路，由RC與反相施密特觸發(fā)器構成，產(chǎn)生振幅為Vin=5 V的方波。B部分是電荷泵電路，由三階電荷泵構成。當a點為低電平時，二極管D1導通電容C1充電，使b點電壓Vb=Vm-Vtn；當a點為高電平時，由于電容C1電壓不能突變，故b點電壓Vb=Vm+Vin-Vtn，此時二極管D2導通，電容C3充電，使c點電壓Vx=Vm+Vin-2Vtn；當a點再為低電平時，二極管D1、D3導通，分別對電容C1、C2充電，使得d點電壓Vd=Vm+Vin-3Vtn；當a點再為高電平時，由于電容C2電壓不能突變，故d點電壓變?yōu)閂d=Vm+2Vin-3Vtn，此時二極管D2、D4導通，分別對電容C3、c4充電，使e點電壓Ve=Vm+2Vin-4Vtn。這樣如此循環(huán)，便在g點得到比Vm高的電壓Vh=Vm+3Vin-6tn=Vm+11.4 V。其中Vm為二極管壓降，一般取0.6 V。從而保證H橋的上臂完全導通。
4.3 電機驅(qū)動邏輯與放大電路設計
直流電機驅(qū)動電機驅(qū)動電路中電機驅(qū)動邏輯及放大電路主要實現(xiàn)外部控制信號到驅(qū)動H橋控制信號的轉(zhuǎn)換及放大?？刂菩盘朌ir、PWM、Brake經(jīng)光電隔離電路后，由門電路進行譯碼，產(chǎn)生4個控制信號M1‘、M2’、M3‘、M4’，然后經(jīng)三極管放大，產(chǎn)生控制H橋的4個信號M1、M2、M3、M4。其電路原理圖如圖6所示。其中Vh是Vm經(jīng)電荷泵提升的電壓，Vm為電機電源電壓。

電機工作時，H橋的上臂處于常開或常閉狀態(tài)，由Dir控制，下臂由PWM邏輯電平控制，產(chǎn)生連續(xù)可調(diào)的控制電壓。該方案中，上臂MOSFET只有在電機換向時才進行開關切換，而電機的換向頻率極低，低端由邏輯電路直接控制，邏輯電路的信號電平切換較快，可以滿足不同頻率要求。該電路還有一個優(yōu)點，由于上臂開啟較慢，而下臂關斷較快，所以，實際控制時換向不會出現(xiàn)上下臂瞬間同時導通現(xiàn)象，減小了換向時電流沖擊，提高了MOSFET的壽命。
5 直流電機PWM調(diào)速控制
直流電動機轉(zhuǎn)速n=（U-IR）/Kφ
其中U為電樞端電壓，I為電樞電流，R為電樞電路總電阻，φ為每極磁通量，K為電動機結構參數(shù)。
直流電機轉(zhuǎn)速控制可分為勵磁控制法與電樞電壓控制法。勵磁控制法是控制磁通，其控制功率小，低速時受到磁飽和限制，高速時受到換向火花和換向器結構強度的限制，而且由于勵磁線圈電感較大動態(tài)響應較差，所以這種控制方法用得很少。大多數(shù)應用場合都使用電樞電壓控制法。隨著電力電子技術的進步，改變電樞電壓可通過多種途徑實現(xiàn)，其中PWM（脈寬調(diào)制）便是常用的改變電樞電壓的一種調(diào)速方法。
PWM調(diào)速控制的基本原理是按一個固定頻率來接通和斷開電源，并根據(jù)需要改變一個周期內(nèi)接通和斷開的時間比（占空比）來改變直流電機電樞上電壓的“占空比”，從而改變平均電壓，控制電機的轉(zhuǎn)速。在脈寬調(diào)速系統(tǒng)中，當電機通電時其速度增加，電機斷電時其速度減低。只要按照一定的規(guī)律改變通、斷電的時間，即可控制電機轉(zhuǎn)速。而且采用PWM技術構成的無級調(diào)速系統(tǒng)．啟停時對直流系統(tǒng)無沖擊，并且具有啟動功耗小、運行穩(wěn)定的特點。
設電機始終接通電源時，電機轉(zhuǎn)速最大為Vmax，且設占空比為D=t／T，則電機的平均速度Vd為：
Vd=VmaxD
由公式可知，當改變占空比D=t／T時，就可以得到不同的電機平均速度Vd，從而達到調(diào)速的目的。嚴格地講，平均速度與占空比D并不是嚴格的線性關系，在一般的應用中，可將其近似地看成線性關系。 在直流電機驅(qū)動控制電路中，PWM信號由外部控制電路提供，并經(jīng)高速光電隔離電路、電機驅(qū)動邏輯與放大電路后，驅(qū)動H橋下臂MOSFET的開關來改變直流電機電樞上平均電壓，從而控制電機的轉(zhuǎn)速，實現(xiàn)直流電機PWM調(diào)速。
6 結束語
以N溝道增強型場效應管為核心，基于H橋PWM控制的驅(qū)動控制電路，對直流電機的正反轉(zhuǎn)控制及速度調(diào)節(jié)具有良好的工作性能。實驗結果表明，直流電機驅(qū)動控制電路運行穩(wěn)定可靠，電機速度調(diào)節(jié)響應快。能夠滿足實際工程應用的要求，有很好的應用前景。